VAC для нас - 2,
или чем калибровать 34401А по переменке.
Три в одном. Часть теоретическая.
1. Отказ от гарантий.
Никого не призываю повторять изложенные в статьях цикла действия и никому ничего не гарантирую - ни прямо, ни косвенно. Любые действия по результатам прочтённого вы будете предпринимать на свой собственный страх и риск, вероятный материальный или иной ущерб будет целиком на вашей собственной совести и за ваш собственный счёт.
2. Вступление.
Несмотря на то, что заменой плат можно более-менее сносно снять часть вопросов калибровки 34401А по переменке, было бы странно, если бы не появились новые.
Во-первых, каждый монтаж-демонтаж платы вносит новые механические напряжения, никак не способствующие повышению стабильности.
Во-вторых, вновь установленная плата должна будет войти в тепловое равновесие с остальным прибором, как и самому прибору нужно время для стабилизации на новой частоте. А это ожидание.
И в-третьих, забавная штука выяснилась. Вернее, подозрение, поскольку доказать не смогу. Короче, highly likely, что ТКН ИОНа на заводе регулировали уже в составе готового устройства, ориентируясь на выходное переменное напряжение. Я на эти грабли напоролся, когда попытался заменить R27 (100 Ом, ±10%) на цепочку из многооборотника на 20 Ом и пары параллельных С5-61 152 Ом с ТКН менее 1 ппм/К. И в результате получил почти УДВОЕНИЕ результирующего ТКН по переменке!
Т.е. в идеале желательно иметь 3 экземпляра F510A, каждый на свою частоту. Купить третий не удаётся, потому было решено изготовить прибор 3 в 1 самостоятельно. Блок питания и ИОН было решено оставить общим для всех трёх частотных каналов. На выходных клеммах каждого канала распаян свой делитель на 10/100. Т.е. сразу получаем набор напряжений и частот для калибровки трёх младших поддиапазонов мультиметра. Об этом и пойдёт речь далее.
3. Разбираемся со схемой.
Оригинальную схему желающие найдут в руководстве [1], а мы обратимся к специально подготовленному варианту. Он:
- склеен в один лист;
- подчищен;
- компоненты частотной платы интегрированы на свои места в основную схему – так нагляднее;
- исправлена зловредная ошибка, из-за которой была потеряна масса времени. О чем речь? Смотрите, ниже на рис.1 приведены сканы перечня элементов на пару деталей и как они изображены на схеме. При попытке скопировать недостающий знак от СR19 к СR16 выяснилось, что в равном масштабе он туда не влезает – мешает близкая надпись. Т.е. заложена она была ещё чертёжницей(ком).
Рис.1.
Вот полный вариант схемы:
Рис.2.
Перед изготовлением неплохо бы разобрать работу подсистем на более глубоком, компонентном уровне. Начнём, как полагается, с питания.
4. БП+ИОН
Рис.3.
На рис.3 модуль А3 – зарядно-защитное устройство для аккумуляторов – нас никоим образом не интересует, из рассмотрения его исключаем.
БП выдаёт стабилизированные напряжения +18 В и -18 В. Стабилизаторы обоих напряжений выполнены по одной схеме на комплементарных транзисторах и работают по одному принципу. Однако основной из них – отрицательный. Резисторы R17 и R18 рассчитаны для приложенных к ним противоположных полярностей (-[18 В – 0,6 В] к R17 и +[14,14 В-1,2 В + 0,6 В] к R18) таким образом, чтобы в установившемся режиме при выходном напряжении -18 В транзистор Q6 начинал открываться. Его коллектор подключен к базе Q5 и R16. Ток, протекающий через R15 и R16, поддерживает в открытом состоянии Q5, а его коллекторный ток, в свою очередь, открывает регулирующий транзистор Q4. Но часть тока, протекающего через R16, ответвляется в коллектор Q6. Какая это будет часть – зависит от тока базы Q6.
Теперь ясно, что если -18 В станет более отрицательным (вырастет по модулю) – через R17 более отрицательным станет и потенциал базы Q6. Тот откроется сильнее, и станет отбирать себе в коллектор бОльшую часть тока R16 чем раньше (будет сильнее шунтировать эмиттерный переход Q5), а это приведёт к уменьшению коллекторного тока Q5. Q4 тоже прикроется, тем самым вернув выходное напряжение к норме.
В обратной ситуации, если выходное напряжение снизится по модулю, то потенциал базы Q6 станет менее отрицательным и этот транзистор прикроется. Раз в коллектор Q6 теперь ответвляется меньше протекающего через R16 тока, его больше поступает в базу Q5. Увеличившийся коллекторный ток Q5 сильнее открывает регулирующий транзистор Q4, что опять же возвращает выходное напряжение к норме.
Кремниевые диоды CR5 и CR6 – выполняют термокомпенсацию переходов база-эмиттер Q6 и Q4.
R12 служит для запуска стабилизатора при включении и должен обеспечивать при закрытом Q4 выходное напряжение, достаточное для открытия Q5.
С7 – фильтрующий и обеспечивает плавный запуск.
С8 – глубокая ООС по переменному напряжению, служит для подавления пульсаций.
С9 – выходной сглаживающий конденсатор.
Для примера проведём пробный расчёт:
К R17 (57,6 кОм) приложено -[18 В – 0,6 В]= -17,4 В,
К R18 (45,3 кОм) приложено +[14,14 В-1,2 В + 0,6 В] =13,54 В.
Решая пропорцию, получаем для R17: 45,3*(17,4/13,54)=58,2 кОм. Очевидно, что реально поставлено чуть меньшее сопротивление, потому, что через него должен протекать ещё и базовый ток Q6.
Положительное плечо стабилизатора работает аналогично, только вместо R17 стоит цепочка R8R9, а вместо R18 - R10. К R8R9 приложено: [18-0,6]= 17,4 В,
а к R10: [-18-0,6]= -18,6 В.
При помощи R9 можно в небольших пределах изменять выходное напряжение положительного плеча для компенсации погрешностей резисторов R17, R18, R8 и R10.
Запуск здесь обеспечивает втрое меньшее сопротивление R3 (1,8 кОм). Видимо, сопротивление нагрузки положительного плеча втрое ниже. Или он должен запуститься раньше, чтобы раньше стартанул и ИОН, который от него питается. Или и то, и другое
.
Схема очень понравилась полным отсутствием пульсаций на выходе (кроме случаев пониженного сетевого питания, но это устраняется существенным увеличением фильтрующих ЭК С2 и С3), и теперь я её применяю в самоделках с небольшой коррекции номиналов. Только ИОНы другие, поскольку оригинальному SZA263 требуется настройка термокомпенсации, что не для домашних условий. Поэтому оригинальный ИОН также оставим без комментариев.
Для текущего применения, учитывая утроенный ток нагрузки, по факту внесены следующие изменения:
- ИОН на LTZ1000 с соответствующей обвязкой вместо SZA263;
- На каждый частотный канал свой буфер опорного напряжения на LT1013;
- Регулирующие транзисторы КТ814/815 с небольшими теплоотводами;
- Стартовые резисторы R3 и R12 уменьшены в разы;
- Фильтрующие конденсаторы выпрямителя увеличены на порядок;
- Конденсаторы С6 и С8 также увеличены;
- Из-за повысившегося тепловыделения БП с ИОН пришлось отпилить от платы 1 кГц, где он первоначально находился, и поместить в свой отдельный экранированный отсек (LTZ чувствительна к помехам!).
Помимо этого на каждом частотном канале вход опорного напряжения заблокирован параллельной парой электролитического и плёночного конденсаторов для снижения помех. Питающие и опорное напряжения и общий провод разведены на каждый канал своим набором проводов; питание также заблокировано индивидуально. Клемма общего провода каждого канала подключена на общий провод СВОЕГО канала. ОС на ПД взяты непосредственно со своих выходных клемм «10 В» экранированными проводами. Плата каждого канала находится в собственном полностью экранированном отсеке вертикально друг над другом (этажеркой), для вентиляции сделаны отверстия в экране. Экраны изолированы друг от друга и от шасси фторопластовыми проставками. Наружный металлический корпус представляет собой второй экран (Guard), полностью изолированный от схемы. Всё по фэншую.
5. Выходной усилитель (ВУ)
Рис.4.
На вид всё достаточно просто. Входной дифкаскад Q19Q21, нагруженный на токовое зеркало Q18Q20, эмиттерный повторитель Q22, усилительная двойка ОЭ-ОК Q23Q24 и выходной каскад Q27Q28 с термокомпенсацией Q25 (эти 3 транзистора на общем теплоотводе) и местной ООС в виде эмиттерных сопротивлений R102 и R104. Обычный трёхкаскадный ОУ с частотной компенсацией C33. Просто, понятно, вольготно. Разве что вольтодобавка С35; элементы Т-моста С1’,С2’,R1’,R2’; неполярная гальваническая развязка С4’С5’ да Q26 с обвязкой. На низкой рабочей частоте шунтирует паразитные ВЧ составляющие С10’.
Q26 включен с неинвертирующего входа «ОУ» на землю через R89+R90, резистор ПОС R94 подаёт на тот же вход выходное напряжение. R89+R90 ограничивают минимальную глубину ПОС (при полностью открытом Q26), а R89+R90 и R93 ограничивают максимальную ПОС (при полностью закрытом Q26). R92R91С32 – линеаризующие, снижают искажения от модулятора Q26. Переменное напряжение на ТР13 не превышает примерно 33 мВ СКЗ (RMS) в зависимости от Ку ВУ и добротности Т-моста, пример см. рис.15. Где-то я всё это уже видел! Дежавю, так его…
Сигнализатор перегрузки из датчика тока R106, сглаживающей RC цепочки R107C39, порогового ключевого устройства на транзисторе Q29, балластного R108 и индикатора CR1 с шунтом R113. Для канала 10 Гц С39 надо довести до 100 мкФ, иначе индикатор будет вам подмигивать. Оригинальный F510 на этой частоте под нагрузкой 10 мА подмигивает, но работает
. Помните, что изначально С39 рассчитан на частоты
не ниже 50 Гц.
6. Пиковый детектор (ПД).
Рис.5.
ПД довольно подробно был разобран в предыдущей статье. R40 и R41 – это и есть тот самый равноплечий делитель, к которому с противоположных сторон приложены опорное и выходное напряжения. То, что к нему прилеплено с обоих концов в виде R42 внизу и R37..R39 вверху, требуется исключительно для возможности симметрировать делитель. Если подсчитать суммарное сопротивление R37..R39 при среднем положении ползунка, получается 50||100=33,3(3) Ом, что удивительным образом равно R42 (33,2 Ом).
CR8 защищает инвертирующий вход ОУ U3 от повышенного положительного напряжения на случай неполадок в остальной схеме.
Детектирование происходит следующим образом.
Большую часть периода инвертирующий вход U3 смещён в положительную полярность, следовательно его выход смещён в отрицательную. Q10 открывается, Q9 закрывается. Q11 открывается ровно настолько, чтобы через германиевый диод CR9 оттянуть инвертирующий вход в отрицательную сторону, но не переходя через ноль. При этом прикрывается и выходной транзистор ПД Q12. Когда же отрицательный максимум выходного напряжения уравновесит положительное опорное и чуть-чуть его превысит, выход ОУ станет смещаться в положительную сторону. Q10 прикрывается, а Q9 приоткрывается. Q11 закрывается (в динамике всё это в обход CR10..CR12 и R60, через С26), на его эмиттере появляется положительное напряжение. CR9 закрывается и перестаёт влиять на схему. А Q12 открывается, заряжает С7’ и через R110 противодействует дальнейшему понижению потенциала инвертирующего входа U3. Для того, чтобы скомпенсировать до нуля этот избыточно отрицательный потенциал, на эмиттере Q12 ( а значит, и на С7’) должно присутствовать напряжение, вчетверо превышающее текущую разницу между опорным и выходным напряжениями. Это следует из закона Кирхгофа и того факта, что эмиттерное сопротивление R110=56 кОм ровно вчетверо больше R41=14 кОм.
Есть предположение, что С25 – форсирующий, ускоряющий переходные процессы в схеме.
Изумительная схема, и тут моё дежавю молчит в тряпочку – такого симпатичного детектора я точно раньше не видел. Но вот сколько он кровушки у меня попил… Ладно, о грустном позже.
Чрезвычайно важную роль выполняет делитель 1: 6 R52R53 и конденсатор(ы) C16 – компенсация входной ёмкости ПД (и паразитной индуктивности R41) и связанной с ней потери части сигнала переменного напряжения. Для наивысшей частоты потери больше – для более точной подстройки добавляется подстроечная ёмкость, показанная пунктиром.
7. УВХ и интегратор.
Рис.6.
Коммутирующим элементом УВХ является полевик Q17. В отсутствие импульсов, нулевое напряжение на затворе (и, следовательно, открытое состояние) поддерживает узел из R79, C40, CR13, CR24 и R77. Его главная задача – разрешить сколь угодно отрицательное напряжение на затворе, и в то же время сбрасывать в C40 через CR13 превышающие нулевой уровень излишки коротких положительных управляющих импульсов. С другой стороны, через CR13 протекает довольно большой зарядный ток С8’ (С8’ – разделительный конденсатор в цепи управляющего затвором импульса) при нарастании напряжения на эмиттере Q16, а разрядный ток оказывается на порядки меньше, т.к. ему доступен только путь через R77=2 МОм. Т.е. имеет место стандартная схема переноса заряда «charge pump», хорошо известная по советским телевизионным умножителям напряжения. Уже после нескольких импульсов на нижней обкладке С8’ накапливается отрицательный потенциал, лишь немного уступающий отрицательному напряжению питания -18 В. Таким образом получается, что ключ Q17 97% времени периода закрыт накопленным в С8’ отрицательным потенциалом и открывается специальным импульсом только на короткое время (20 мкс, задано постоянной времени дифференцирующей RC-цепочки С29R69). Формируется импульс так:
- Сигнал, синхронизированный с отрицательным максимумом переменного выходного напряжения с ТР8 (рис.7) поступает на формирователь Q13 Q14.
На приведённых осциллограммах выходной сигнал подан на второй вход без делителя, плавная дуга внизу сетки – это и есть его растянутый отрицательный максимум. На первый вход через делитель 1:10 подаются сигналы с контрольных точек (реальный коэффициент отклонения в 10 раз больше показанного на экране). Параметры развертки и синхронизации одни и те же во всех случаях, вертикальные маркеры также не передвигались. Благодаря этому видно расположение импульсов во времени. Прошу не обращать внимания на «двугорбую» форму импульса – всё из-за применения LT1008 вместо LM308H. С другой стороны, это даже оттеняет безупречную работу формирователя.
Рис.7.- На его выходе (коллектор Q14) получается прямоугольный сигнал (рис.8. ).
Рис.8.- По его заднему фронту (спаду) запускается одновибратор С29 R69 Q15, собственно и вырабатывающий импульс (рис.9). Длительность импульса одинакова для частот ниже 20 кГц: 20 мкс. В течение этого импульса открыт ключ УВХ Q17, для 1 кГц это 2% от периода. От 20 кГц и выше УВХ полагается отключать.
Рис.9.- Q16 – эмиттерный повторитель, выход которого (рис.10) и подсоединён к С8’.
Рис.10.- На затвор Q17 поступает вот такой импульс (рис.11):
Рис.11.По форме сигнала на С7’ (ТР9) видно (рис.12), что его заряд происходит только во время импульса, показанного на рис.7.
Рис.12.А зарядка «запоминающей» ёмкости С9’- в следующие за ним 20 мкс (рис.13).
Рис.13.С С9’ напряжение, равное учетверённой разнице между амплитудой выхода и опорным, поступает на интегратор U4.
Q7 с C11 призваны скомпенсировать заряд, проникающий с затвора в исток. К сожалению, до нуля это сделать не удаётся. Видимо, под другие полевики Q17 надо подбирать С11 заново.
А пока этот нескомпенсированный выброс при должном увеличении можно обнаружить даже на затворе модулятора Q26 (рис.14). Сорри за зашумленность.
Рис.14.А вот на стоке его выявить уже не так легко (рис.15).
Рис.15.Размах сигнала на инвертирующем (база Q19, рис.16) и неинвертирующем (база Q21, рис.17) входах ВУ в нормальных условиях визуально одинаковы.
Рис.16.Рис.17.На этом подробный разбор теоретических основ можно считать завершённым. О конструкции, компонентах, наладке и результатах поговорим в следующей статье.
8. Литература.
1.
Fluke Model 510A/AD AC reference standard Instruction manual rev.2 10/75.2.
Agilent 34401A 6.5 Digit Multimeter Service Guide.3.
LM308 datasheet13.04.2020. Tektron.
Добавлено after 47 minutes 13 seconds:Re: Прокачиваем измерительные раритеты! От 6-ти разрядов и выше.
VAC для нас-3,
или чем калибровать 34401А по переменке.
Три в одном.
Часть практическая.
1. Отказ от гарантий.
Никого не призываю повторять изложенные в статьях цикла действия и никому ничего не гарантирую - ни прямо, ни косвенно. Любые действия по результатам прочтённого вы будете предпринимать на свой собственный страх и риск, вероятный материальный или иной ущерб будет целиком на вашей собственной совести и за ваш собственный счёт.
2. Вступление.
Переходим к практической реализации задуманного. Нумерация рисунков продолжена.
3. О конструкции или история ошибок.
Как было сказано ранее, схема виделась несложной ни в изготовлении, ни в наладке (хе-хе, скажут более опытные товарищи. И будут правы). Чтобы максимально снизить влияние дестабилизирующих факторов, было решено использовать ФАФ (фольгированный армированный фторопласт), разводку вести на нижней стороне, а верхний сплошной слой металлизации использовать в качестве экрана (ну-ну, хмыкнут те же товарищи. И не поспорю теперь уж). Транзисторы – малошумящие 2SA970[5]/2SC2240[6] с высоким усилением (~450) (товарищи гомерически хохочут. Краснею и молчу..). Подстроечники только многооборотные. ОУ – LT1008 [4] в пластмассе, усовершенствованный вариант LM308. И т.д., и т.п. Затруднения были только с германиевыми диодами – вы не представляете, насколько трудно их найти в современную эпоху. Для 10 Гц даже применил транзисторы серии МП в диодном включении (рис.18). И ведь работали же! Другой вопрос, как..
Рис.18.Расположение деталей на плате решено было сделать максимально близко к оригиналу (конструкция-то проверенная десятилетиями!), частотозадающие компоненты удалось втиснуть за счёт применения SMD-резисторов и конденсаторов. В качестве отсеков применил отрезки строительного короба 100х50 из оцинковки толщиной 0,5 мм, специально купленного на строительном рынке. Крышки – тот же короб, надетый сверху.
И вот включаю я всё это великолепие. Боже ж мой, как оно генерило! Как ГЕНЕРИЛО!!!
Генерило ВСЁ – ПД своё, интегратор своё, а ВУ вообще нечто невообразимое. Короче, самовозбуд изо всех углов. Даже БП генерил что-то невнятное (туда те же транзисторы изначально заряжались). ТАК фэйсом о тэйбл я ещё не получал..
.
Со временем удалось побороть БП (поставил менее скоростные транзисторы, буферы на опорное, радиаторы на регулирующие транзисторы, ну и отделил в свой отсек, как сообщал ранее).
С генераторной частью – сплошное мучение. В конце концов взял всё это хозяйство и понёс к товарищу – радиолюбителю. Там выяснилось, что ВУ генерит на 11-12 МГц (это не опечатка – МегаГерц). Много чего пробовал, давил емкостями, менял по кругу все транзисторы (КТ3102/КТ3107, затем КТ502/КТ503, потом КТ315/КТ361). Даже удалил фольгу над ВУ (рис.19)… Как на мыло в бане наступать...
Рис.19.Потом вынужден был сделать то, с чего по уму-то и следовало начинать – сделал макет (БП+упрощённый ИОН отдельно, ПД+УВХ+Интегратор отдельно и ВУ разных вариантов отдельно). На нём уже и обкатывались все последующие решения.
Урок первый усвоен – категорический отказ от экранирующего слоя по всей плате. С учётом этого сначала взялся за ВУ – перерасположил и переразвел ВУ (рис.20,21; слева – первоначальный вариант, справа - переразведённый).
Рис.20.Рис.21.Первоначально, на тех же 2SA970/2SC2240. Из принципа. Ну чтобы убедиться, что проблема была не в схеме и не в транзисторах, а в собственной лени и сотворении себе кумира. Получилось, запустилось и заработало!
Попробовал в следующем экземпляре ВУ (переразводить не понадобилось, цоколёвка совпала) КТ315/КТ361 (рис.22-25). Результат аналогичный, и даже меньше склонность к самовозбуду. Неожиданно даже зауважал эту советскую парочку
.
Рис.22.Рис.23.Рис.24.Рис.25.Позднее перепробовал ещё несколько вариантов ВУ, в т.ч. на ОУ и комбинированных, речь о них пойдёт в рассказах о других конструкциях.
Но вот в ПД 2SA970/2SC2240 стабильно работать отказались категорически, за единственным исключением – в качестве Q8 отлично работает 2SA970. Остальным цепям высокое усиление и широкополосность категорически противопоказаны.
Урок второй – не перебарщивать с усилительными свойствами, как транзисторов, так и ОУ. Схема, видимо, рассчитана на средние параметры.
ПД был тоже переразведён на КТ315/КТ361, Q10 поставлен вплотную к U3, рядом Q9 (для термостабильности - дифкаскад всё-таки). В миллиметрах от кожуха ПД расположил Q11. Вместо фторопластовых стоек – мини-платка из ФАФ с удалённой с нижней стороны фольгой. Для микросхем и полевиков – панельки. Результат нормальный.
Впоследствии был сделан вариант на SMD-транзисторах и LT1008 (рис.26.1-26.4) – с оговорками, но заработал.
Рис.26.1.Рис.26.2.Рис.26.3.Рис.26.4.В данный момент этот ПД установлен в макет и активно тестируется, поскольку надёжный вариант на КТ315/КТ361 и LM308H поселился в пробном варианте другого устройства на ту же тему (рис.27-29).
Рис.27.Рис.28.Рис.29.1.Рис.29.2.Урок третий – расстановку компонентов и разводку надо было сразу делать самому,
ориентируясь на критерии минимизации таких паразитных параметров, как взаимная ёмкость и взаимная индуктивность. На вариант ВУ с КТ315/КТ361 привожу печатку (рис.30-32), качественные PDF-варианты в архиве.
Рис.30.Рис.31. Вид снизу.Рис.32. Вид сверху.В процессе тестирования, многочисленных проб и ошибок постепенно сложились личные критерии для компонентов. Ведь методики заводского подбора никто не публиковал.
Итак:
А. КТ315Г/КТ361Г:
- для БП с усилением 100..120,
- для ПД, УВХ и ВУ – 150..180.
КТ814В/КТ815В в БП с усилением 80..120.
Б. О германиевых диодах уже говорилось, 3 шт. Д311 и Д9. Остальные диоды – 1N4148. Подбор стабилитрона VR16, тесно связанный с параметрами Q26, будет изложен в следующем разделе.
В. Полевик в ПД (Q17) – практически любой n-канальный JFET с напряжением отсечки менее 2 В и начальным током стока более 10 мА, КП302А, например. С Q26 всё гораздо, гораздо сложнее. Потребуется серьёзный подбор. Оснастка и критерии – ниже.
Урок четвёртый - стабильность работы интегратора на 80% зависит от Q26 с VR16 и они должны быть согласованы.Г. Все неэлектролитические конденсаторы лучше ставить плёночные, даже блокирующие. В качестве танталов менее 15 мкФ ставил и SMD с усопших материнок, и металлические цилиндрические от советских времён – все варианты применимы. Как сообщалось выше, обычные китайские алюминиевые ЭК прекрасно работают и на 5 Гц, и на 100 кГц, если их зашунтировать пленочными на 2 мкФ. Не грешно будет измерителем иммитанса провести отбор тех и других по минимальным потерям (максимальному углу).
Д. Резисторы – от 1% (SMD) для малоответственных цепей до 0,05%(C2-29В) и лучше (С5-61) для ответственных. Исключение – относительно «безответственные» цепи вроде сигнализации перегрузки (кроме R106), R44-45 и т.п., для которых 5% допуска достаточно.
4. О подборе Q26.
Намного раньше, ещё в период работы над улучшением НР3457А, был изготовлен простенький тестер/характериограф для снятия ВАХ полевых транзисторов (рис.33).
Рис.33.Из 22-х компонентов схемы 10 выполняют защитные функции.
VD1 – защита от ошибочной полярности питания;
R3 – последняя защита от экстратоков (публикуемые кривые снимались ещё при величине этого резистора 100 Ом, что приводило к плавному ограничению тока на уровне 9,5…10 мА);
DA2 с VT1 и обвязкой – штатный ограничитель тока на уровне 13 мА (12 мА через R7 + 1 мА через R8 и DA2) ;
DA4 с VT2 и обвязкой – стабилизатор напряжения 10 В для питания стоков испытуемых полевых транзисторов VT3 и VT4;
R15 + DA3 R9 R10 – формирователь искусственной земли на уровне +5В от GND. Т.о. между стоком и истоком приложено стабильное напряжение 5 В.
RP1 – случайно доставшийся многооборотный переменный резистор, который здесь используется для ручного задания смещения на затворе в пределах от -5 В до +5 В относительно истока;
R6 и R14 совместно с диодами – защита затворов;
А1 и А2 – внешние миллиамперметры, падение напряжения на которых не должно превышать прямого падения напряжения на защитных диодах, включенных параллельно им.
V – внешний же вольтметр для измерения напряжения на затворах;
Г3 – внешний задающий генератор линейно нарастающего напряжения (НР3314А) для автоматического снятия зависимоcти тока стока Id от напряжения затвор-исток Vgs. При автоматической работе ручной регулятор RP1 должен быть поставлен в среднее положение, т.е. при отключенном ГЗ вольтметр V должен показывать максимально близкое к нулю напряжение.
Первоначально устанавливалось по 2 полевика, частота задающего генератора задавалась очень низкой (0,04 Гц), а сбором данных с миллиамперметров и вольтметра занимался комп. Затем по наборам данных в Экселе строились соответствующие кривые. Это было довольно точно, но уж очень медленно.
Поэтому теперь используется только одно место под полевик, вместо миллиамперметра А1 подключается шунт 10 Ом (показан пунктиром) и сигнал с него подаётся на один из каналов цифрового осциллографа THS720. Другой, ИЗОЛИРОВАННЫЙ от первого, канал подключен к клеммам для вольтметра V.
Не зря слово «изолированный» выделено размером, жирным шрифтом и подчёркиванием, т.е. всеми возможными способами, потому что такие фокусы можно вытворять только с по-настоящему изолированными входами. Т.е. и «общий», и «сигнальный» провод одного из входов должны быть изолированы по постоянному и переменному току и от другого входа, и от индикатора осциллографа.
Если же у вас обычный осциллограф с общей землёй на всех входах, то придётся точки измерения тока перенести в цепи истоков. Внеся тем самым искажения в результаты измерений за счёт падения напряжения на шунте, которое в этой схеме по-хорошему бы надо вычитать из измеренного напряжения затвор-исток Vgs.
Частота ГЗ теперь 0,51 Гц, т.е. на каждый полевик тратится около 5..7 с, включая его установку в панельку.
Слеплен «характериограф» был на скорую руку, на макетке (рис.34-36).
Рис.34.Рис.35.Рис.36.Но работает – и слава Богу.
Нашлось применение и сделанному давным давно универсальному шунту (рис.37-39).
Рис.37.Рис.38.Рис.39.Теперь наконец-то мы можем приступить к отбору полевика. Первым делом в медленном, но точном режиме были сняты характеристики как оригинальных Q26 из обоих F510A (благо, они там на панельке), так и нескольких других типов, которые я пытался применить в самоделках (рис.40).
Рис.40.Здесь по горизонтали отложен Vgs, а по вертикали Id. Как видим, шансов особо и не было. Излом главных кривых на уровне 9,5..10 мА обусловлен, как упоминалось выше, влиянием завышенного защитного резистора R3. Если продолжить прямыми отрезками линейные части этих кривых, то увидим, что они пересекут ось ординат примерно в районе 12,5..13 мА. А с осью абсцисс они практически сливаются около [-6,5..-6,0 В].
Ну вот они, критерии подбора – начальный ток стока 13 мА и напряжение отсечки -6,5 В.
Легко заметить, что напряжение пробоя стабилитрона VR16 (6,2 В) должно быть приблизительно равно напряжению отсечки Q26. Вот вам критерий подбора этого стабилитрона.
Осталось только найти компоненты с такими параметрами. Были закуплены полевики КП302А,В и Г по 100 шт. и подвергнуты отбору. Примеры ниже (рис.41-44).
Рис.41. КП302В.На примере рис.41 рассмотрим полученные результаты подробнее.
Развёртка здесь не X-Y, а по времени. Прямая диагональная линия слева снизу вверх вправо есть линейно нарастающее напряжение на затворе. Соответственно помечена она Vgs. Все пометки, к ней относящиеся, сделаны синим или зелёным цветом. Синими стрелками и цифрами указаны пределы изменения этого напряжения, от минус 8 В внизу до нуля Вольт вверху. Как видно на осциллограмме, этот канал №1 (Ch1) имеет чувствительность 1 В/дел. Всё логично, на 8 делений 8 Вольт.
Вторая линия, по-настоящему кривая, отображает падение напряжения на шунте 10 Ом. Помечена она Id красного цвета. Чувствительность канала №2 (Ch2) составляет 20 мВ. Какое падение напряжения создаст ток 1 мА на сопротивлении 10 Ом? Правильно, 10 мВ. Тогда 20 мВ соответствуют току 2 мА, т.е. окончательно имеем чувствительность 2 мА/дел. 8 делений – 16 мА. Вот эти пределы регистрации тока и указаны красными стрелками – от нуля внизу до 16 мА вверху.
Нас интересуют две ситуации:
- напряжение на затворе, при котором ток стока приближается к нулю;
- ток стока при напряжении на затворе, приближающемся к нулю.
Первая ситуация отслеживается легко. Восстанавливаем из точки, где кривая Id почти слилась с нижней горизонталью сетки, вертикаль (зелёного цвета) до пересечения с прямой Vgs. Из этой точки, в свою очередь, откладываем горизонталь до ближайшей боковой вертикали сетки с делениями. Сверху отсчитываем деления – чуть меньше, чем 6,8 делений. Т.е. имеем право записать, что напряжение отсечки данного полевика около -6,75 В.
Со второй ситуацией сложнее из-за действия защитных ограничителей. Однако, если продолжить линейную часть кривой Id отрезком (красного цвета), приблизительно можем определить возможную точку пересечения кривой с линией 16 мА (верхней горизонталью сетки). Опускаем из этой точки вертикаль до пересечения с прямой Vgs, и уже из этой точки, в свою очередь, откладываем горизонталь до ближайшей боковой вертикали сетки с делениями. Отсчитываем сверху: 2,4 деления. Делаем вывод, что мы не сможем определить начальный ток стока, т.к. уже при смещении на затворе -2,4 В ток стока достигает 16 мА, а это уже больше требуемых 13 мА. Что же имеем в результате? Если мы используем этот транзистор в качестве Q26, при напряжении на выходе интегратора от -2,4 В до нуля регулировка амплитуды практически не будет осуществляться, т.к. полевик будет слишком сильно открыт (на самом деле, вместо -2,4 В надо брать значение, при котором ток достигает 13 мА, а не 16 мА. По данному графику вы можете определить это самостоятельно, в качестве домашнего задания. У меня вот получилось около -3,6 В. Не ошибся ли я? Проверьте, плз.).
Если включить здравый смысл, внимательно рассмотреть рис.40 и принять, что по логике вещей рабочая точка должна располагаться ПОСЕРЕДИНЕ рабочего участка, можно сделать следующее предположение: рабочему участку модулятора в оригинале соответствует диапазон тока стока от 1 мА (при -5 В на затворе) до 13 мА (при нуле на затворе). Применив эти же критерии к замеренному полевику получим, что рабочий участок модулятора составит от -6,4 В (проверите?) до -3,6 В. Середина участка -[3,6+(6,4-3,6)/2] = -5,0 В. Т.е. при настройке рабочей точки интегратора придётся настраивать не -2,5 В, а -5,0 В.
Ничего страшного, просто надо быть к этому готовым и действовать не наобум, а осмысленно.
Посмотрим ещё несколько транзисторов:
Рис.42.Рис.43.Рис.44.Легко видеть, что ни один из обмеренных экземпляров не сможет полноценно заменить оригинальный Q26, главным образом из-за слишком высокой крутизны. Надо отобрать наиболее подходящие, рассчитать по приведённой методике новую рабочую точку и подобрать стабилитрон VR16 по приведённому выше критерию.
О последнем ещё пару слов. НЕ ГОДЯТСЯ двуханодные экземпляры, даже с шунтированием диодом в правильном направлении – слишком большая утечка. По той же причине не работают в этом месте и составные (например, 3,3 В+3,3 В) стабилитроны. Надо стараться подбирать экземпляры с минимальной утечкой.
5. Наладка БП и ИОНа.
Похоже, мы до сих пор не видели актуальной схемы устройства? Исправляем это упущение (рис.45).
Рис.45.Схема довольно большая (хотя показан там только один частотный канал), но, несмотря на высокое разрешение, детали мелковаты. Поэтому легче будет применять её поблочно.
Начнём с ИОНа (рис.46)
Рис.46.Наладка опорников на основе LTZ1000 – это отдельная большая тема, достаточно подробно рассмотренная во множестве материалов. Не будем здесь повторяться. Отмечу только, что в масштабирующем усилителе (МУ) с 7 В до 14,14214 В следует применить не LM301 (как в оригинале), а более приличествующий случаю LT1013. Всего их понадобится 2 корпуса/4 ОУ. Один ОУ будет работать в собственно МУ и источником опорного для БП, а оставшиеся три будут служить буферными повторителями на каждый канал. Это развяжет опорные напряжения друг от друга и от БП, т.к. нагрузка на них довольно заметна (1 мА в пике) и меняется с частотой канала. Без бУферов получили бы интерференцию трёх частот на выходе МУ и на делителях всех ПД, что не есть хорошо.
Первым делом подключаем ИОН к внешнему источнику +18 В и, согласно уже изложенной в первой статье методике, с помощью R27 устанавливаем выходное напряжения 14,14214 В. При нехватке пределов регулирования придётся подобрать R20_4.
Регулировать следует, ориентируясь именно на выход МУ. Затем из трёх бУферов выбираем один с наименьшим отклонением от выхода МУ и задействуем его для канала 1 кГц, как самого точного. Средний по точности буфер подойдёт для канала 10 Гц, и оставшийся - для 100 кГц. Напряжения на выходах бУферов имеет смысл измерить с максимально доступной точностью и записать на будущее.
Имея в активе отлаженный ИОН, можно приступать к наладке БП (рис.47) (ИОН по-прежнему питается от внешнего источника).
Рис.47.Для одноканального варианта критерием для меня служит надёжный запуск стабилизаторов при подключенных на выходах мощных (5…10 Вт) нагрузочных резисторах 500..600 Ом. Для питания трёх каналов, возможно, придётся использовать 430 Ом. Если запускающий резистор становится слишком малым, можно уменьшить R6 и R16 до 91 кОм.
Напряжение -18 В загоняем в допуск подбором R18, а пределы регулирования +18 В задаём подбором R8. Затем устанавливаем при помощи R9 +18 В, равное по модулю напряжению в отрицательном канале.
После этого, при снятых напряжениях, переключаем питание ИОНа с внешнего источника на родные +18 В и проверяем работу в таком виде. При необходимости, корректируем регулировку.
6. Наладка ВУ.
Рис.48.Я обычно поступаю следующим образом:
А) извлекаю из панельки VT26, к напряжениям питания и к точке ТР12 подключаю вольтметры.
Б) Кратковременно подаю питание. Если одно из напряжений не стартует, или в ТР12 появляется напряжение питания – тут же выключаю и ищу косяки в монтаже.
В) В отсутствие ошибок напряжение питания не просаживается, ничего не дымится, не стреляет, не шипит. На выходе (ТР12) имеет право появиться небольшое постоянное напряжение (в районе пары Вольт) из-за того, что ВУ переходит в режим генерации с ограничением, т.е. осциллограф покажет нечто, напоминающее меандр.
Г) Соединяем ТР13 с землёй и убеждаемся, что ГЕНЕРАЦИЯ СОРВАЛАСЬ. Это очень важно. Если генерация продолжается, значит или частотозадающие ёмкости С1’ и С2’ подобраны слишком идеально, или подмена R1’ слишком далека от табличного значения (забыли о подмене? См. первую статью цикла). Ещё причина – транзисторы со слишком высоким усилением. Конденсаторы С1’ и С2’ надо расстроить, подмену R1’ настроить, транзисторы заменить. Пардон за каламбур.
Д) ТР13 закорочена на землю. ВУ не генерит. Можно выставлять ток покоя с помощью R100, добиваясь падения напряжения 0,25 В на R105.
Е) Не обязательная, но прикольная часть наладки
.
Вставляем VT26, вынимаем DA4. От внешнего источника подаём в ТР5 регулируемое отрицательное напряжение, равное рассчитанной для имеющегося полевика рабочей точке. Выход ВУ подаём на осциллограф.
Включаем БП.
Ждём несколько секунд.
Если генерация не началась – очень плавно делаем напряжение на ТР5 более отрицательным (канал 10 Гц бывает ну о-о-о-чень ме-е-е-дленным) до появления колебаний.
В ином случае, если на осцилле наличествует синусоида со срезанными вершинами, плавно меняем напряжение в ТР5 в менее отрицательную сторону до уменьшения амплитуды.
Если всё ведёт себя как надо, первичную наладку ВУ можно считать выполненной.
7. Наладка ПД и интегратора.
Рис.49.Отключаем от ТР5 внешний источник и подключаем к нему вольтметр. Вставляем на место DA4. Другой канал осциллографа через 1:10 делитель подключаем к ТР8.
Подаём питание и смотрим на осцилл. Выход должен стать чисто синусоидальным. Если предыдущие этапы наладки выполнены правильно, нет ошибок в монтаже ПД и неисправных компонентов – так и будет. Если же ПД потащил модулятор не в ту степь, срывая колебания или загоняя в ограничение – ищите косяки.
Свежий пример - последние пару-тройку дней мне весь загривок изгрыз SMD – вариант ПД. То работает, то как выдаст +2,5 В на ТР5 (не опечатка – ПЛЮС) – естественно, всё в глухом отрубе.
Чуть согнёшь плату по одной диагонали – работает идеально, красивый импульс на ТР8, стабильный синус на выходе.
Отпустишь – импульс на ТР8 еле заметен и зашумлен, выход соответственно неустойчив и дёргается.
Чуть согнёшь по другой диагонали – полный отруб с указанными выше симптомами.
Я ему уже и дорожки продублировал тонкой жилкой, и транзисторов пожжённых при случайных КЗ поменял с дюжину – ноль эмоций.
При подпайке очередной дублирующей жилки к чип-конденсатору 47н тот взял, и прилип к паяльнику! А второй, даже не нагретый его контакт, так и остался на плате. Вот же ж :%;»!
И ещё парочка подобных отловилась. Поставил вместо них плёночные (на рис.26.1-26.3 хорошо видно, что они не к месту там пристроены) – и всё как рукой сняло. Работает, радует.. Какие ещё коленца можете увидеть?
А) Может прыгать или дёргаться амплитуда.
Если на С3’ выходное напряжение исправно поступает, то это верный признак отказа УВХ. Тут возможны 2 варианта.
Либо это неправильный VT17 со слишком большим напряжением отсечки (заменить).
Либо отсутствующий или неправильный импульс на его затворе. Последнее может быть из-за низкого усиления VT15 или VT16. Осциллограммы правильных импульсов по всей цепочке УВХ приведены выше - щупайте, ищите.
Б) На ТР8 может наблюдаться самовозбуждение, из-за чего впоследствии искажается импульс в УВХ и, соответственно, сбивается стабильность амплитуды синуса. Возможные причины – слишком шустрый ОУ DA3, или он в пластмассе - ловит наводки (помогает экран сверху, рис.50).
Рис.50.Или, опять же, транзисторы со слишком высоким усилением (менять). И последняя, самая неприятная причина – неудачная разводка. Тут остаётся только вздохнуть, ненормативно выразиться и переразвести платы. Детали со старых пойдут в новый вариант, а сами они станут напоминанием о приобретённом опыте.
У меня их три… (рис.51-56).
Рис.51.Рис.52.Рис.53.Рис.54.Рис.55.Рис.56.Когда всё заработает как надо, это будет означать завершение первичной наладки. Далее просто выполните все регулировки по разделу «Калибровка» первой статьи цикла.
8. Результаты и выводы.
В отсутствие идеальных в метрологическом смысле приборов в первую очередь будет интересно сравнить результаты оригинала и клонов.
По искажениям всё в ажуре (рис.57). На 1 кГц проиграли одну десятитысячную процента, на 10 Гц отыграли 7 тысячных процента, а на 100 кГц практически вдвое превзошли. Приятно. Правда, надо сказать, что на момент замера выходные усилители уже НЕ транзисторные. Вообще, некоторые из вариантов ВУ (включая данный) будут рассмотрены в следующей статье.
Рис.57.По термостабильности ожидаемо хуже (рис.58-61).
Рис.58. Опорное напряжение.ТКН опорного специально корректировался максимально в минус, дабы вытянуть канал 1 кГц в приличные границы. Один из минусов единого опорного – не ожидал, что у каналов окажется настолько разный «характер».
Рис.59. 10 Гц.Рис.60. 1 кГц.Рис.61. 100 кГц.Тут как сказать. Для 10 Гц 4 ппм/К – неплохо по любым меркам. Хотя в данном случае скорее всего имеет место противоход ТКН источника и измерителя. Для 100 кГц у оригинала показало 149 ппм/К, а у самоделки всего на 8 ппм больше. И я по-прежнему не уверен, что измеренный ТКН относится к источнику. Скорее это ТКН вольтметра..
1 кГц подвёл конкретно. Хотя на первом варианте платы было в разы меньше:
Рис.62. 1 кГц. Старая плата.Но стОит ли принимать так близко к сердцу полученные результаты? И вообще, насколько достоверны АС измерения на 34401А?
Обратимся к официальным спецификациям [2]. Вот таблица:
Рис.63.Красным подчёркнута строка, в которую входят частоты 10 Гц и 1 кГц. В верхней точке диапазона температурный дрейф ТОЛЬКО ВОЛЬТМЕТРА может составить 80 ппм/К.
И старые, и новые платы, и оригинальные F510A в этот допуск уложились с запасом.
Для 50 кГц (подчёркнуто синим), если брать оптимистическую оценку диапазона 20кГц-50кГц, температурный дрейф вольтметра может достигать 160 ппм/К. Опять уложились, правда, почти без запаса.
Если же брать оценку пессимистическую, для диапазона 50кГц-100кГц, то тут допуск - как ворота ангара для велосипеда – 680 ппм/К. Как и для 100 кГц.
Ситуация приблизительно как с частотой рубидиевого стандарта – видеть можно, а померить нечем. Только цезиевым стандартом. Или по GPSDO, но там со стабильностью всё равно похуже, чем у рубидия – то спутник за горизонт ушёл, то мистер Допплер своё слово сказал. Остаётся только верить…В общем, пока у меня не появится доступ к каким-то более серьёзным измерителям, повода для паники не вижу, нос не вешаю, изыскания продолжаю.
To be continued…
9. Литература.
1.
Fluke Model 510A/AD AC reference standard Instruction manual rev.2 10/75.2.
Agilent 34401A 6.5 Digit Multimeter Service Guide.3.
LM308 datasheet4.
LT1008 datasheet5.
TOSHIBA 2SA970 PNP transistor datasheet.6.
TOSHIBA 2SC2240 NPN transistor datasheet.15.04.2020. Tektron.
Картинки в полном разрешении и пдф-ки к обеим статьям в
архиве. ВНИМАНИЕ, большой размер:
71 МБhttps://yadi.sk/d/UKq1bvM_0kKSqg